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半导体激光器驱动电路设计及环路噪声抑制分析

吴涛 庞涛 汤玉泉 孙鹏帅 张志荣 徐启铭

吴涛, 庞涛, 汤玉泉, 孙鹏帅, 张志荣, 徐启铭. 半导体激光器驱动电路设计及环路噪声抑制分析[J]. 红外与激光工程, 2020, 49(6): 20190386. doi: 10.3788/IRLA20190386
引用本文: 吴涛, 庞涛, 汤玉泉, 孙鹏帅, 张志荣, 徐启铭. 半导体激光器驱动电路设计及环路噪声抑制分析[J]. 红外与激光工程, 2020, 49(6): 20190386. doi: 10.3788/IRLA20190386
Wu Tao, Pang Tao, Tang Yuquan, Sun Pengshuai, Zhang Zhirong, Xu Qiming. Design of semiconductor laser driver circuit and analysis of loop noise -suppression[J]. Infrared and Laser Engineering, 2020, 49(6): 20190386. doi: 10.3788/IRLA20190386
Citation: Wu Tao, Pang Tao, Tang Yuquan, Sun Pengshuai, Zhang Zhirong, Xu Qiming. Design of semiconductor laser driver circuit and analysis of loop noise -suppression[J]. Infrared and Laser Engineering, 2020, 49(6): 20190386. doi: 10.3788/IRLA20190386

半导体激光器驱动电路设计及环路噪声抑制分析

doi: 10.3788/IRLA20190386
基金项目: 国家自然科学基金(11874364,41877311,41775128);中国科学院对外合作重点项目支持(GJHZ1726);安徽省重点研究与开发计划项目(201904c03020005);安徽省科技重大专项(18030901054);中国科学院科技网络服务计划(KFJ-STS-SCYD-123);电子元器件可靠性物理及其应用技术重点实验室开放基金课题(ZHD201706);国家重点研发计划(2017YFC0805004)
详细信息
    作者简介:

    吴涛(1996-),男,硕士生,主要从事电子线路技术及高灵敏激光吸收光谱技术方面的研究。Email:wutaoxs@mail.ustc.edu.cn

    张志荣(1981-),男,副研究员,硕士生导师,博士,主要从事高灵敏激光吸收光谱技术、光纤传感技术及其应用、环境光学监测技术等方面的研究。Email:zhangzr@aiofm.ac.cn

  • 中图分类号: TN248.4

Design of semiconductor laser driver circuit and analysis of loop noise -suppression

  • 摘要: 为了防止驱动电流的波动会影响半导体激光器激射波长及发光功率,设计了一款具有较强抗干扰能力的半导体激光器驱动电路。该驱动电路以深度负反馈架构为核心,通过STM32控制器调节输出电流直流信号的大小以及调制波信号的频率与幅值。对整个环路进行一阶人工分析,并且结合Tina-TI仿真引入参数可调的噪声抑制网络,保证目标设置频率下环路响应能力的同时具有较强的抗干扰能力。实验表明,该激光器电流驱动电路对目标频率10 倍频程以上环路噪声的抑制可达到20 dB以上,并且对目标频率的调制波响应良好,频率的输出值与设定值最大偏差为0.001 Hz,控制线性度为0.999 9,直流偏置下驱动电流2 h短期稳定度优于0.005 6%,63 h长期稳定度优于0.011%,激光器功率控制线性度为0.999 4,标准误差为0.092 87。
  • 图  1  整体框图

    Figure  1.  Overall block diagram

    图  2  自动电流控制模块原理图

    Figure  2.  Schematic diagram of automatic current control module

    图  3  自动电流控制模块环路小信号模型

    Figure  3.  Loop model of automatic current control module

    图  4  LOOP#0环路一阶人工分析

    Figure  4.  First-order manual analysis of LOOP#0

    图  5  Tina-TI 仿真图

    Figure  5.  Tina-TI simulation diagram

    图  6  LOOP#0 仿真结果

    Figure  6.  LOOP#0 simulation results

    图  7  ACC模块抗干扰能力测试仿真

    Figure  7.  ACC module anti-interference ability test simulation

    图  8  ACC模块引入噪声抑制网络后响应度测试仿真

    Figure  8.  ACC module after the introduction of noise suppression network responsiveness test simulation

    图  9  软件程序框图

    Figure  9.  Software block diagram

    图  10  ACC模块抗干扰能力测试

    Figure  10.  ACC module anti-interference ability test

    图  11  频率控制线性度及精度测试

    Figure  11.  Frequency control linearity and accuracy test

    图  12  实验装置图

    Figure  12.  Diagram of experimental device

    图  13  驱动电流稳定性测试

    Figure  13.  Drive current stability test

    图  14  激光器输出功率控制线性度及精度测试

    Figure  14.  Control linearity and precision test of laser output power

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出版历程
  • 收稿日期:  2020-03-01
  • 修回日期:  2020-04-15
  • 刊出日期:  2020-07-01

半导体激光器驱动电路设计及环路噪声抑制分析

doi: 10.3788/IRLA20190386
    作者简介:

    吴涛(1996-),男,硕士生,主要从事电子线路技术及高灵敏激光吸收光谱技术方面的研究。Email:wutaoxs@mail.ustc.edu.cn

    张志荣(1981-),男,副研究员,硕士生导师,博士,主要从事高灵敏激光吸收光谱技术、光纤传感技术及其应用、环境光学监测技术等方面的研究。Email:zhangzr@aiofm.ac.cn

基金项目:  国家自然科学基金(11874364,41877311,41775128);中国科学院对外合作重点项目支持(GJHZ1726);安徽省重点研究与开发计划项目(201904c03020005);安徽省科技重大专项(18030901054);中国科学院科技网络服务计划(KFJ-STS-SCYD-123);电子元器件可靠性物理及其应用技术重点实验室开放基金课题(ZHD201706);国家重点研发计划(2017YFC0805004)
  • 中图分类号: TN248.4

摘要: 为了防止驱动电流的波动会影响半导体激光器激射波长及发光功率,设计了一款具有较强抗干扰能力的半导体激光器驱动电路。该驱动电路以深度负反馈架构为核心,通过STM32控制器调节输出电流直流信号的大小以及调制波信号的频率与幅值。对整个环路进行一阶人工分析,并且结合Tina-TI仿真引入参数可调的噪声抑制网络,保证目标设置频率下环路响应能力的同时具有较强的抗干扰能力。实验表明,该激光器电流驱动电路对目标频率10 倍频程以上环路噪声的抑制可达到20 dB以上,并且对目标频率的调制波响应良好,频率的输出值与设定值最大偏差为0.001 Hz,控制线性度为0.999 9,直流偏置下驱动电流2 h短期稳定度优于0.005 6%,63 h长期稳定度优于0.011%,激光器功率控制线性度为0.999 4,标准误差为0.092 87。

English Abstract

    • 半导体激光器在通信、医疗、信息处理、污染监测等诸多领域有着举足轻重的作用,因此除了对半导体激光器本身的要求外,激光器驱动电路的稳定性也至关重要[1-5]。激光器应用场合具有多样性以及复杂性的特点,因此对激光器的电流驱动系统以及保护系统提出了更高的要求[6-8]。为了半导体激光器优异的输出性能,既要保证其直流偏置的稳定性,又要抑制驱动电路噪声对调制波的影响,因此,对半导体激光器驱动电路噪声抑制分析及设计的研究有着十分重要的意义[9]

      目前国外许多公司、高校以及研究所对激光器驱动的商品化研究开展较多,例如Wavelength、ILXlight、Sarnoff、Thorlabs、Oclaro以及Toptica等公司,其长时间稳定度优于1×10−4,但大多为通用性仪器,体积较大,价格昂贵,国内研制DFB激光器驱动的研究院所以中科院半导体所为代表,其研制的驱动器长时间稳定度优于7.5×10−4,但主要用于高校的科学研究以及军事用途,尚未形成商品化,国内生产驱动电源的厂商以深圳市南方联合实业有限公司为代表,长时间稳定度在仅10−3量级,在性能上与国际主流激光器驱动仍有较大差距[10-13]

      因此,文中将理论推导分析与Tina-TI仿真相结合,设计了一款成本低、安全性高、稳定性好的板级激光器驱动器,该驱动器可根据输出调制波的目标频率进行多点噪声抑制,在保证响应度的同时具有较强的抗干扰能力,并且具有极高的直流偏置稳定度。以正弦调制为例,从理论分析、软件仿真和实验三个方面给出了调制激光器驱动电路的优化方法及依据。

    • 系统整体框图如图1所示,采用高性能的STM32F103为核心控制器,以SPI总线为通信接口,由DAC8830型号的16位高精度,低噪声数字-模拟转换器(Digital-to-Analog Converter,DAC)产生设置电压的直流信号,由高度集成的直接数字式频率合成器(Direct Digital Synthesizer,DDS)AD9834产生设置电压的调制信号,两路信号分别进行滤波后,通过加法单元进行叠加,作为自动电流控制(Automatic Current Control,ACC)模块的设置电压,从而使ACC模块输出直流叠加调制波的电流信号,驱动分布式反馈(Distributed Feed Back,DFB)半导体激光器,当交流分量无输出时,驱动模块工作于直流驱动模式。温度调节由实验室自行设计的温控模块实现。其中,上位机可通过USB转串口向下位机发送控制指令,调节ACC模块输出电流直流分量的大小,以及交流分量的波形、幅值和频率,并且可根据设置电压交流分量的频率自动调节噪声抑制网络的参数,从而调节环路的频率响应度。同时,模拟-数字转换器(Analog-to-Digital Converter,ADC)对采样电阻两端的电压进行采样,再经过核心控制器计算出恒流源支路的实际输出电流值,并在上位机进行显示。为了保证激光器运行的安全性,设计了慢启动单元,对ACC模块进行延时上电,并且在激光二极管(Laser Diode,LD)两端反向并联肖特基二极管,防止电路产生反向电流对LD造成破坏。该电路采用电源分组提供,PCB数字模拟地分开布局单点接地的方式减小相互干扰。

      图  1  整体框图

      Figure 1.  Overall block diagram

    • 自动电流控制模块以运放和MOSFET为核心构成深度负反馈系统,如图2所示,通过采样电阻Rsample将电流值转换为电压值,该电压值作为运放U1的负输入端,设置电压作为U1的正输入端,通过比较器U1改变MOS管Q1的基极电压来控制MOS管的导通程度,从而使输出电流稳定在设定值上。其中,RgQ1基极的限流电阻,Rg的存在不仅有利于后面环路的分析,也为噪声抑制网络的引入提供了接口。其中,由于设置电压的交流分量较小,而直流分量由DAC提供,在0 ~3.3 V之间,为了保证在0~110 mA内的控制精度,选用30 Ω,精度为0.1%,温漂系数为25 ppm/℃的高精度采样电阻。首先对整个环路建立小信号简化模型,如图3所示。

      图  2  自动电流控制模块原理图

      Figure 2.  Schematic diagram of automatic current control module

      图  3  自动电流控制模块环路小信号模型

      Figure 3.  Loop model of automatic current control module

      频率调节范围的设计目标为0~50 kHz,采用带宽较宽的运放将会增加噪声抑制网络的复杂性,因此在这里采用型号为OP07CDR的运放,该款运放单位增益带宽为600 kHz,压摆率为0.3 V/μs,满足使用要求,MOS管Q1选取IRF540[14-15]。根据OP07的数据手册,其低频主极点fpL为1 Hz,高频主极点fpH为4 MHz左右,开环输出电阻Ro为60 Ω,以此为U1的建模依据进行建模。图3中,Rin为运放U1的输入电阻,VCVS为电压控制电压源,CgsCgdCds以及Rds分别为MOS管Q1的栅源极间电容、栅漏极间电容、漏源极间电容以及漏源极导通电阻,R1C1构成运放U1的低频主极点fpL,R2C2构成U1的高频主极点fpL。由下式可得:

      $${f_{{\rm{pL}}}} = \frac{{\rm{1}}}{{{\rm{2}} \cdot \pi \cdot {R_1} \cdot {C_1}}}$$ (1)
      $${f_{{\rm{pH}}}} = \frac{{\rm{1}}}{{{\rm{2}} \cdot \pi \cdot {R_2} \cdot {C_2}}}$$ (2)

      对环路LOOP#0进行一阶人工分析,如图4(a)(b)所示。在该模块恒流源支路输出电流为几十个毫安时,Q1的低频互导gm可取1 s,CgdCds值较小,产生的高频零极点可不考虑,因此由MOS管的输入电容Cgs与电阻Rg以及运放U1的开环输出电阻Ro在1/β(环路的交流小信号闭环增益)上产生了一个高频零点(即在环路LOOP#0上产生了一个高频极点)。当频率小于该极点时,1/β大约为0 dB(即log101dB)。当频率大于该极点时,1/β以+20 dB/decade的速度上升,该极点根据公式(3)估算,可计算出零点大约在5 MHz。

      $${f_{{\rm{z0}}}} = \frac{{\rm{1}}}{{{\rm{2}} \cdot \pi \cdot ({R_g} + {R_{\rm{o}}}) \cdot {C_{{\rm{gs}}}}}}$$ (3)

      图  4  LOOP#0环路一阶人工分析

      Figure 4.  First-order manual analysis of LOOP#0

      为了增加环路的稳定性,在环路中引入噪声抑制网络,采用“10倍频程经验法”在1/β上引入一对零极点fznfpn。对VOUT/VIN进行推导分析得出:

      $$\frac{{{V_{{\rm{OUT}}}}}}{{{V_{{\rm{IN}}}}}} = \frac{{{A_{{\rm{ol}}}} \cdot \beta }}{{1 + {A_{{\rm{ol}}}} \cdot \beta }}$$ (4)

      式中:VIN为设置电压;VOUT为采样电阻两端电压。由该式可知,在截至频率fcl′之前,VOUT/VIN为0 dB,经过截至频率时,由于没有Aolβ来纠正误差,VOUT/VIN开始跟随Aol曲线,开始以-20 dB/decade的速度下降,此后,每经过一个1/β的零点(即环路上的极点),便增加-20 dB/decade的下降速度,这也有利于加快环路对输入端高频噪声的衰减速度。固定fzn位置不变,根据设置电压交流分量的设置频率从而调节fpn的位置即可调节环路VOUT /VIN的带宽,抑制环路正向输入端高频噪声对VOUT的影响。又由于通过该对零极点的引入可使高频段1/β的值升高,因此可同时抑制运放输出端PCB的寄生电容或自身因素产生的高频噪声对VOUT的影响,从而提高了整个环路的干扰能力。采用Tina-TI获取元器件的Tina SPICE进行仿真,仿真图如图5所示,采用传统环路增益法进行仿真测试,大电容C1保证交流信号源与直流隔开,大电感L1使交流信号在该点断开,直流信号在该点闭合。其中,引入的零点fznfpn分别由公式(5)、(6)计算。

      $$ {f_{{\rm{zn}}}} = \frac{{\rm{1}}}{{{\rm{2}} \cdot \pi \cdot ({R_{\rm{o}}} + {R_{\rm{1}}} + {R_{\rm{2}}}) \cdot {C_{\rm{2}}}}} $$ (5)
      $$ {f_{{\rm{pn}}}} = \frac{{\rm{1}}}{{{\rm{2}} \cdot \pi \cdot {R_{\rm{2}}} \cdot {C_{\rm{2}}}}} $$ (6)

      图  5  Tina-TI 仿真图

      Figure 5.  Tina-TI simulation diagram

      R1+Ro=10R2时,由于此时R1>>Ro,因此可近似看成R1=10R2,此时引入的零极点保持10 倍频程。由于R2>>Ro,因此当R1为0 Ω时,引入的零极点几乎重合,此时环路VOUT/VIN的带宽最大,引入噪声抑制网络后的fz0′由公式(7)可得:

      $$ f_{z0}' = \frac{{\rm{1}}}{{{\rm{2}} \cdot{\text{π}} \cdot [({R_{\rm{o}}} + {R_1})//{R_2}] \cdot {C_{gs}}}} $$ (7)

      图6(a)(b)分别为引入噪声抑制网络之前和噪声抑制网络之后的Tina- TI仿真结果,仿真结果与一阶人工分析与仿真结果具有较高的相关性,也验证了一阶人工分析的正确性。

      图  6  LOOP#0 仿真结果

      Figure 6.  LOOP#0 simulation results

      直流偏置设置为1.8 V,采用频率为100 kHz,幅值为400 mV的正弦波,对引入噪声抑制网络前和引入噪声网络后的环路分别进行噪抗干扰能力测试,引入噪声抑制网络前抗干扰能力测试结果和引入网络后抗干扰能力测试结果分别如图7(a)(b)所示,图7(a)中,VINVIN′分别表示引入噪声抑制网络前从输入端和运放输出端引入模拟噪声时,输入端的电压波形,VOUTVOUT′分别表示引入噪声抑制网络前从输入端和运放输出端引入模拟噪声时的电压测试仿真输出波形,图7(b)中,VINVIN′分别表示引入噪声抑制网络后从输入端和运放输出端引入模拟噪声时,输入端的电压波形,VOUTVOUT′分别表示引入噪声抑制网络后从输入端和运放输出端引入模拟噪声时的电压测试仿真输出波形。

      图  7  ACC模块抗干扰能力测试仿真

      Figure 7.  ACC module anti-interference ability test simulation

      采用5 kHz,幅值为400 mV的正弦波进行引入噪声抑制网络后环路的响应度测试,测试结果如图8所示,结果表明,输出对输入信号的响应度良好,其中,VINVOUTVGVOA分别为输入信号电压、输出信号的电压、运放输出端电压以及MOSFET栅极电压波形。综上所述,该环路在引入噪声抑制网络后,具有合适的工作带宽,对于正相输入端以及环路中间点的噪声均具备较强的抑制作用。并且该网络可根据目标设置频率进行参数自调节,在调节范围内,可保证对任意目标频率的输入信号具有较高响应度的同时,对环路噪声实现较好的抑制。

      图  8  ACC模块引入噪声抑制网络后响应度测试仿真

      Figure 8.  ACC module after the introduction of noise suppression network responsiveness test simulation

    • 在DFB激光器驱动器上电后,核心控制器STM32F103RCT6首先完成各模块的初始化工作,然后从内部Flash中读取上次关机掉电保存的控制命令字,并对命令字进行处理,使ACC模块恢复上次关机时的工作状态。当需要改变驱动电流的直流偏置,调制波波形、频率等参数时,通过USB转串口从上位机给下位机发送控制字,触发串口中断函数,从队列中读取控制字,并且根据指令要求判断是否将当前电流状态参数传送给上位机以及是否需要修改DFB驱动器工作状态,若只读取当前驱动电流状态,则控制器会通过ADC读取当前电流值大小,并将当前电流值的大小、调制波波形以及调制波频率发送给上位机,显示给用户。若需要修改当前驱动器的工作状态,则会对新的控制字进行存储,根据指令要求设置驱动电流的状态。并且根据调制波的设置目标来改变噪声抑制网络的参数,从而在保证ACC环路响应度的同时,提高其抗干扰能力。为了防止当输入指令错误导致驱动电流输出过大,从而损坏激光器的现象发生,在软件上加入了保护,当用户误操作设置电流大于激光器承受的最大电流时时,控制器将会使驱动电流自动限制在安全阈值范围内,这保证了激光器的安全运行。主程序框图、中断子程序框图以及ACC模块状态参数设置子程序框图分别如图9(a)~(c)所示。

      图  9  软件程序框图

      Figure 9.  Software block diagram

    • DFB激光器驱动电路的噪声会影响激光器的输出,从而影响光学测量等应用场合的分析结果。因此在保证响应度的同时,对激光器驱动的抗干扰能力也有较高的要求。在调制波目标频率设置为5 kHz时,进行环路噪声抑制以及响应度测试,采用Agilent DSO9404A型号的示波器进行波形测试,该示波器具有最大4 GHz的采样带宽以及20 GSa/s的采样率。以正弦波为例,首先采用频率为100 kHz,幅值为400 mV的正弦波模拟高频噪声分别叠加在环路输入端以及运放输出端,然后观察VOUT的波形,测试引入噪声抑制网络前后环路的抗干扰能力,如图10(a)所示,VOUTVOUT''分别表示引入噪声抑制网络前从输入端和运放输出端引入模拟噪声时的输出波形,VOUT′以及VOUT'''分别为引入噪声抑制网络后从输入端和运放输出端引入模拟噪声时的输出波形。测试结果表明,在引入噪声抑制网络前模拟噪声会对输出产生较大的干扰。而在引入噪声抑制网络后,ACC环路对噪声有很好的抑制作用,目标频率设置为5 kHz时,对于100 kHz高频噪声的抑制达20 dB以上。

      图  10  ACC模块抗干扰能力测试

      Figure 10.  ACC module anti-interference ability test

      采用目标频率为5 kHz的正弦波作为输入,产生目标频率的调制波,测试ACC环路响应度,测试结果如图10(b)所示,实验结果表明,该DFB驱动电路具有良好的响应度。综上所述,在引入噪声抑制网络对整个环路具有很好的噪声抑制作用,并且在目标频率下具有较高的响应度。实验结果与一阶人工分析以及Tina-TI仿真结果具有很好的一致性。

    • 激光器的输出会受到调制波的频率影响,因此要保证目标频率控制的精确度。进行调制波频率控制精度的测试,采用示波器作为测量仪器进行频率的读值,测量结果如图11所示。对设置频率和和输出频率进行最小二乘线性拟合,由下式:

      $${{Y}} = B + A \cdot {\rm{X}}$$ (8)

      式中:Y在这里代表测量频率;X代表设定频率;其中,A = 1.000 02,B = −3.253×10−4。校正决定系数(adjust coefficient of determination,adj.COD)为0.999 9。测量值与设定值最大偏差为0.001 Hz,由测试结果可知,该驱动电路有着较高的频率控制精度与较好的线性度。

      图  11  频率控制线性度及精度测试

      Figure 11.  Frequency control linearity and accuracy test

    • 激光器驱动电流的稳定度对激光器的影响很大,同时也会影响激光器的工作安全性以及使用寿命。采用武汉六九公司的DFB半导体激光器进行电流的短期稳定性测试和长期稳定性测试。首先在环境温度下进行激光器2 h的短期稳定性测试,每隔两分钟对采样电阻两端的电压进行一次测量,然后换转换成电流值,短期稳定度达0.005 6%,然后在不同温度下进行63 h的长期稳定性测试,采用天津宏诺公司的101-0S型号的恒温箱模拟环境温度变化,实验装置图如图12所示。

      图  12  实验装置图

      Figure 12.  Diagram of experimental device

      分别在30 ℃、55 ℃以及65 ℃温度下进行电流稳定性测试,在30 ℃环境下,所测电流的均值为60.002 222 mA,与在55 ℃环境下,所测电流的均值为60.001 111 mA,在65 ℃环境下,所测电流的均值为59.999 556 mA,在模拟环境温度变化的情况下,63 h内所测电流均值为60.000 962 8,长期稳定性达0.011%。短期电流稳定度测试结果如图13(a)所示,长期电流稳定度测试结果如图13(b)所示。实验结果表明,输出电流的短期稳定性及长期稳定性较高,具有良好的驱动性能。其中,从低温环境到高温环境,测试的电流均值有略微降低的现象,这是因为温度升高会导致选用的低温漂采样电阻值略微增大,此时设置电压不变,采样电阻两端的电压不变,则驱动电流会减小。

      图  13  驱动电流稳定性测试

      Figure 13.  Drive current stability test

      为了便于精确控制激光器的输出功率,进行激光器功率控制线性度及精度测试。测试结果如图14所示。同样采用最小二乘法进行线性拟合,见公式(8),式中的Y代表DFB半导体激光器的输出功率,X代表设置电压。其中,A =9.225 87,B = −2.248 82。校正决定系数为0.999 4,标准误差为0.092 87,实验结果表明,激光器输出功率控制线性度以及控制精度良好。

      图  14  激光器输出功率控制线性度及精度测试

      Figure 14.  Control linearity and precision test of laser output power

      目前,也有很多其他研究人员对激光器驱动电路的设计优化进行了研究。例如,在参考文献[16]中,采用恒流驱动器QX7136直接驱动MOS管,QX7136具有欠压保护、软起动等功能[16],在提高安全性的同时也使电路更加集成化,但这也增加了环路建模的复杂性。由于没有对环路进行补偿分析,该驱动的响应度和抗干扰能力均不能得到很好的保证。在MOS管选取不当的情况下,甚至可能会导致环路振荡。参考文献[17]中,采用数模混合控制的方法提高输出电流的稳定性,并在MOS管的栅极和源极之间并联电容的方式来避免环路出现自激振荡,电容值的选取是通过实验来确定的[17],这也是目前电路设计中比较常用的消除自激振荡且提高电路稳定性的方法,但该种频率补偿方法相对不精确,且不能根据环路的参数特性实现调制波目标频率下的环路噪声抑制。在MOS管串联的基极电阻较小,电流支路采样电阻较大时,会导致引入的零极点对的抵消,这种情况下,改变电容的值不能提高环路的稳定性。在参考文献[18]中,通过采用AD转换采集激光器支路电压信号的方式,降低输出带宽,对于低频的调制波采用双闭环的方式来抑制噪声提高驱动电流的稳定性,对于高频的调制波,则采用模拟负反馈单闭环的方式来提高输出稳定性[18]。采用AD转换器采集支路电压信号的方式来限制的输出带宽是由AD转换器的响应带宽决定的,对高频噪声有一定的抑制作用,但不能自由调节选择最合适的带宽;在调制波目标频率较高时,采用模拟负反馈的单闭环结构,能一定程度的提高电路的响应度,但不能很好地抑制输出电流中调制波目标频率以外的高频噪声,因此参考文献[18]中驱动电路的两种工作方式均不能在目标频率下保证响应度的同时实现最优噪声抑制。文中所提出的针对驱动电路的设计优化以及噪声抑制网络的引入,可以很好的避免电路中自激振荡现象的出现,并且可以使环路在目标频率下保证响应度的同时实现最优噪声抑制。

    • 文中设计了一套具有多波形调制功能的DFB半导体激光器驱动电路,通过一阶人工分析与Tina-TI仿真相结合对驱动电路进行设计,引入噪声抑制网络,并通过实验进行验证。该驱动可根据上位机设置的调制波目标频率调整噪声抑制网络的参数,在目标频率下保证响应度的同时具有较强的抗干扰能力,提高了激光器工作的可靠性。该驱动电路可通过上位机对直流偏置的大小、调制波的频率、幅值等电流特性进行在线调节,使用方便。并且在硬件和软件上均对激光器的运行做了保护,保证了激光器工作的安全性。测试结果表明,该激光器电流驱动电路对目标频率十倍频程以上的环路噪声的抑制可达到20 dB以上,并且对目标频率的调制波响应良好,频率的输出值与设定值最大偏差仅为0.001 Hz,且控制线性度为0.999 9,驱动电流2 h短期稳定度优于0.005 6%,在不同环境温度下,63 h长期稳定度高达0.011%,激光器功率控制线性度为0.999 4,标准误差为0.092 87。ACC模块的测试结果与一阶人工分析以及Tina-TI仿真具有较高的相关性。该研究为高性能DFB半导体激光器电流驱动电路的设计提供了指导。在下一步研究中,可采用更低精度和更低温漂的采样电阻,从而进一步提高驱动电路在环境温度变化较大时的稳定度,并且可采用带宽更宽的高性能运放,引入两路噪声抑制网络,进行更大范围目标输出频率的最优带宽调节。

参考文献 (18)

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