在衡量雷达系统的众多指标中，探测距离是其中的重要一项，除了与发射功率、前端孔径等相关外，雷达接收链路的噪声系数（NF），影响着系统噪声温度，也对该指标起到了重要作用。另一方面，雷达的目标分辨能力，则与接收链路的压缩动态范围（CDR）紧密相关。因此，雷达接收链路的NF和CDR两项指标，是系统设计时需要着重分析的要素^[1]。受限于接收链路的基本特点，NF的减小和CDR的增大无法同时实现，因此，需在链路设计时，进行合理指标分配，以满足系统需要。

随着雷达和电子战一体化融合发展的深入，电磁环境的复杂性进一步提升，为对各类信息进行快速获取、综合处理和灵活响应，在时间资源相对固定的前提下，需增加频率资源，使系统具有超宽带性能，成为发展的必由之路。

微波光子技术以其大带宽、低损耗、抗电磁干扰等优势，能够满足系统向超宽带、一体化的发展趋势，近年来被广泛关注和讨论^[2-4]。在这其中，射频光传输（ROF）技术，由于研究开展早、工程化程度高、应用需求明确等特点，被率先应用在雷达和电子战系统中，完成射频信号的长距离传输等功能^[5]。虽然光纤传输本身的损耗极低，但ROF中电光-光电变换的插入损耗和噪声系数较大，且与传统同轴电缆或微波波导存在不同之处，因此需对基于ROF的接收链路中CDR和NF进行讨论，并综合研判其对系统能力的影响。

与此同时，随着光器件技术的发展，在激光器、调制器、探测器等方面的研究取得了多项突破。例如mHz级的窄线宽激光器^[6-7]、低半波电压和高带宽的调制器^[8-9]、高响应度大带宽的探测器^[10-12]等，都给ROF链路的应用带来了新的契机，实现了低噪声、小损耗、高带宽的链路传输。值得注意的是，现有研究大多集中在光器件或光链路本身，因此，需增强对接收链路中微波和光波的协同讨论，以便对链路设计和器件发展起到牵引作用。

文中综合分析了雷达接收链路的微波前级放大、电链路噪声、光链路噪声、微波后级放大等因素。基于不同的光链路增益，分析了接收链路CDR、NF指标。例如，当光链路噪声功率谱密度为−164 dBm/Hz，光链路增益−20 dB时，设计前级放大41 dB，接收链路CDR_1dB可达143 dB·Hz，噪声系数为4.15 dB。这样通过系统优化，可同时满足探测距离和目标分辨的要求。另外，文中指出尽管调制器的半波电压是链路设计中的重要参数，但达到一定范围后，继续提升对链路的整体得益有限。文中从系统角度出发，论证了基于ROF的接收链路，能够满足雷达要求。同时，对雷达接收链路的设计具有指导意义，也对ROF链路中电器件和光器件的选用和发展提供了理论依据。

雷达接收链路的组成如图1所示，其中回波信号通过天线接收，首先经过前级低噪声放大器，在图中用Pre-LNA表示，其增益为G_pre（dB），噪声系数是NF_pre（dB）。随后进入ROF链路，包括电光变换、传输光纤和光电变换部分，ROF链路的增益为G_op（dB），噪声系数是NF_op（dB）。最后再经过后级放大器，在图中用Post-LNA表示，其增益为G_post（dB），噪声系数NF_post（dB）。后级放大后，回波信号可以进入采样系统或进行其他变频、去斜变换，与传统电链路类似。

图  1  基于ROF的接收链路组成框图

Figure 1.  Schematic diagram of receiving link based on ROF

CDR是噪声功率谱密度（PSD）与输出P₋₁之间的幅度差，而接收链路的PSD既包括光链路也包括电链路。其中光链路的噪声功率谱密度N_out-op由多方面构成，如热噪声、散粒噪声、激光器RIN噪声等。通常而言，微波光子技术普遍应用在X波段及以上，激光器的RIN噪声较低，射频光链路为散粒噪声受限，系统的光噪声为−164 dBm/Hz。另一方面，前级放大后的电链路噪声功率谱密度为−174+G_pre（dB）+NF_pre（dB），在经过光链路后，电噪声也相应发生变化，而接收链路噪声功率谱密度N_out为光链路与电链路之和。

此外，为最大化链路动态范围，设计需要前一级器件的输出P₋₁与后一级器件的输入P₋₁相等，当二者不相等时，则取其中的较小值作为计算接收链路CDR的边界条件。系统中前级放大的输出P₋₁为15 dBm。

另一方面，由于雷达系统对动态范围和噪声系数要求较高，当前仍主要基于外强度调制链路，由激光器、调制器、探测器组成。其链路的增益和输入P₋₁分别为^[13]：

式中：I_dc为探测器产生的光电流。系统中探测器产生的光电流为10 mA。V_π为调制器的半波电压，半波电压较小时，光链路的输入P₋₁较小，当其小于15 dBm时，将调制器的输入P₋₁作为计算CDR的边界条件。而随着半波电压的增加，光链路的输入P₋₁增加，当其超过15 dBm时，将前级放大的输出P₋₁（15 dBm）作为计算CDR的边界条件。由于后级放大噪声系数小，对接收链路压缩动态范围的影响可忽略。则接收链路的CDR_1dB为：

对噪声系数而言，在引入前级放大器后，前级放大、射频光链路和后级放大的整体噪声系数NF与前级放大器的噪声系数NF_pre密切相关，接收链路整体噪声系数NF不低于前级放大器的噪声系数NF_pre。根据噪声系数级联公式，接收传输链路的总噪声系数NF为：

式中：F、F_pre、F_op、F_post是将接收传输链路总噪声系数NF、前级放大噪声系数NF_pre、光链路噪声系数NF_op、后级放大噪声系数NF_post由分贝转为倍数后的值，g_pre、g_op是将前级放大增益G_pre、光链路增益G_op由分贝转为倍数后的值。系统中前级放大噪声系数NF_pre和后级放大噪声系数NF_post均为4 dB。

对于光链路而言，其噪声功率谱密度N_out-op、噪声系数和光链路增益之间的关系为^[13]：

根据前文所述，光链路噪声功率谱密度N_out-op=−164 dBm/Hz，则光链路噪声系数与增益之间的关系为NF_op(dB)=10-G_op(dB)，并可将此关系式带入并简化公式（4）。由此，接收链路NF、CDR_1dB与前级放大增益G_pre、光链路增益G_op之间的关系如图2所示。

图  2  (a) 不同前级放大增益G_pre与光链路增益G_op下，接收链路的NF变化；(b) 不同前级放大增益G_pre与光链路增益G_op下，接收链路的CDR_1dB变化

Figure 2.  (a) NF of receiving link under different pre-amplifier gain G_pre and optical gain G_op； (b) CDR_1dB of receiving link under different pre-amplifier gain G_pre and optical gain G_op

图2（a）的结果显示，在相同G_op下，前级放大增益越大，则接收链路的噪声系数越小。因此为降低接收链路噪声系数，应尽可能增加前级放大增益。而从图2（b）中可以看出，在光链路增益一定的前提下，随着前级放大增益的增加，CDR_1dB会减小。例如当G_op为−20 dB时，为达到最大链路CDR_1dB（158 dB·Hz），G_pre可设计为16 dB，而此时接收链路NF约为15 dB左右，系统的噪声温度较大，将影响探测距离。因此，需合理增加前级放大增益，同步优化系统整体指标。

将接收链路实际的CDR_1dB与其理论最大值CDR_1dB之差称为压缩动态范围的容忍度，当设定容忍度为1 dB时，接收链路噪声系数NF能够从15 dB降至10 dB，其对噪声系数带来明显改善。图3展示了在容忍度为5 dB和15 dB两种情况下，不同光链路增益、优化后前级放大增益与噪声系数的关系。例如，由于光链路增益在−20 dB时的最大CDR_1dB为158 dB·Hz，当接收链路CDR_1dB的容忍度为5 dB时，可将其CDR_1dB约束在153 dB·Hz以上，则接收链路的前级放大G_pre为30 dB，NF为5.67 dB。同样的，若接收链路CDR_1dB的容忍度为15 dB，则将CDR_1dB约束在143 dB·Hz以上，经过优化，接收链路的前级放大G_pre设定为41 dB，NF降低到4.15 dB。

图  3  （a） CDR_1dB容忍度为5 dB时，不同光链路增益G_op下，前级放大增益G_pre和NF的关系；（b） CDR_1dB容忍度为15 dB时，不同光链路增益G_op下，前级放大增益G_pre和NF的关系

Figure 3.  (a) Pre-amplifier G_pre and NF of receiving link under different optical gain G_op if CDR_1dB tolerance is 5 dB; (b) Pre-amplifier G_pre and NF of receiving link under different optical gain G_op if CDR_1dB tolerance is 15 dB

通过以上分析可以看出，在雷达接收链路中引入ROF链路后，尽管接收链路的增益和噪声系数特性有所改变，但通过优化前级放大增益，CDR_1dB仍可以达到150 dB·Hz甚至更高，接收链路噪声系数可降低到4.15 dB甚至更低。

事实上，雷达接收机动态范围在130 dB·Hz的条件下，已经可以满足常规雷达的应用需求。但面临近程、远程目标同时探测任务，大目标与小目标同时探测任务时，需在复杂干扰条件下探测，需抑制地杂波、海杂波时，雷达系统需具备更大的动态范围^[14]。因此，需在对接收链路CDR和NF耦合分析的基础上，对系统的探测距离和目标分辨能力等系统指标进行探讨。

从系统角度看，接收链路噪声系数NF影响系统噪声温度，与雷达探测距离密切相关，通常系统噪声温度与接收噪声系数关系如下：

式中：T_a为天线温度，在天线不同频率、不同仰角时均不同，一般取典型值30 K；T₀为环境温度，常温下为290 K；L_r为天线绕线层损耗，设定为1.5 dB；F即为接收链路噪声系数。在雷达方程中，雷达的探测距离与系统噪声温度的四次根号成反比^[1]。图4给出了光链路增益为−20 dB时，系统动态范围CDR_1dB和探测距离的关系。随着动态范围的减小，目标分辨能力受限，而与此同时探测距离会相对增加。将系统CDR_1dB为130 dB·Hz时的探测距离设为100%。若特定应用场景下，需增加系统动态范围，则适当牺牲探测距离。从图4中看出，随着动态范围的提升，最大探测距离减少。当动态在130~140 dB·Hz时，对探测距离影响不大。当动态大于145 dB·Hz时，系统探测距离降低明显。设定雷达探测距离需保持在CDR_1dB为130 dB·Hz时的99%，如图中虚线所示。而此时链路CDR_1dB可达到143 dB·Hz，噪声系数为4.15 dB，前级放大器增益为41 dB。此时，雷达系统的探测距离和动态范围均得到了优化，通过牺牲1%的探测距离换来了动态范围13 dB的得益，此时系统能力得到均衡提升。

图  4  当光链路增益G_op为−20 dB时，系统压缩动态范围CDR_1dB与探测距离的关系

Figure 4.  Relationship between compression dynamic range CDR_1dB and detection distance of system if optical gain G_op is −20 dB

以上从系统角度剖析了，通过合理的设计和优化，在光器件性能一定的情况下，系统的探测距离和目标分辨能力能够同步优化。从另一方面考虑，通过提升光器件性能，降低ROF链路的插入损耗和噪声系数，也可以提升系统性能。

如公式（1）、（2）所示，当V_π较小时，ROF的输入P₋₁将小于前级放大的输出P₋₁（15 dBm）。并且，V_π对增益G_op和输入P₋₁的影响是等幅度的。换而言之，尽管V_π降低带来了接收链路的损耗的降低，但同时输入P₋₁也会随之降低，动态范围基本保持不变。另外，尽管V_π降低带来了噪声系数的降低，但通常由于前级放大增益较大，光链路噪声系数的降低对接收链路整体噪声系数的得益也不明显。例如I_dc=10 mA，在V_π为5.8 V时，可通过优化，CDR_1dB为146 dB·Hz时，接收链路噪声系数仅为4.15 dB。而即使V_π减小到2 V，接收链路的CDR保持不变，NF仅降低了0.001 dB。因此，在选择外强度调制器搭建ROF链路时，调制器的V_π适用性较为宽泛，可在选型时兼顾工程应用成本。

文中对基于射频光传输的雷达接收链路进行了研究，在对光链路讨论的基础上，耦合了接收链路的微波前级放大、射频光传输、微波后级放大等，通过分析压缩动态范围和噪声系数，探讨了优化探测威力和目标分辨能力的方法。例如，当光链路噪声功率谱密度为−164 dBm/Hz，光链路增益−20 dB时，可设计前级放大41 dB，此时，接收链路CDR_1dB达143 dB·Hz，噪声系数为4.15 dB。与CDR_1dB为130 dB·Hz时相比，尽管威力损失了1%，但动态提升了13 dB，因此能够同时满足探测距离和大小目标分辨的要求。另外，对于外调制光链路而言，当调制器的半波电压在2.0~5.8 V之间时，雷达接收链路的动态范围和噪声系数基本不变，可实现性能和成本的平衡。通过文中的研究，将对雷达接收链路设计优化和光链路的器件选用提供理论支撑和技术指导。