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在太赫兹矢量测量中,相位噪声是干扰系统相位准确度的一大因素。因此设计搭建了一套硬件电路系统,以抵消链路中的相位噪声。分别在2.1节与2.2节中阐述系统的硬件链路结构与信号的传输形式。
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太赫兹矢量测量系统硬件链路系统结构如图2所示:包括发射前端、接收前端与中频处理链路三部分。
发射前端由微波信号发生器、太赫兹倍频放大电路(Amplifier multiplier chain,AMC)与被测天线组成。两路微波信号
${S_1}$ 与${S_2}$ 分别由两台罗德-史瓦兹SMR 11频率综合器生成,其频率分别为${f_1} = 13.902{\text{ GHz}}$ 与${f_2} = 13.900{\text{ GHz}}$ ,功率均为0 dBm,二者通过10 MHz的参考信号锁定在一起。两路微波信号经过1∶1功分器分别再输出两路信号。其中,频率为${f_1}$ 的信号输入太赫兹倍频链路1中,经N=24倍频后输出${f_{{\text{RF}}}} = 333.648{\text{ GHz}}$ 的太赫兹信号${S_{{\text{RF}}}}$ ,作为射频测试信号馈入到被测天线中。接收前端的核心为AlGaN/GaN HEMT准光-波导耦合的太赫兹混频探测器;此外还包括了太赫兹倍频放大链路2与中频放大器。微波源2发射的信号
$S_{2}$ 经太赫兹倍频链路N=24倍频至$ {f_{{\text{LO}}}} = 333.600{\text{ GHz}} $ 通过波导馈入探测器中成为混频探测器的本振信号${S_{{\text{LO}}}}$ 。混频探测器将${S_{{\text{LO}}}}$ 与来自被测天线的${S_{{\text{RF}}}}$ 下变频为$ {f_{{\text{IF}}}} = 48{\text{ MHz}} $ 的中频信号${S_{{\text{IF}}}}$ 。${S_{{\text{IF}}}}$ 经过低噪声放大器(Low noise amplifier,LNA)放大后进入中频处理系统。中频处理系统作用为将来自微波源的相位噪声引入中频信号中,进而抑制中频信号中的共模相位噪声;主要由微波混频器、锁相倍频链路与IQ混频器组成。
${S_1}$ 与${S_2}$ 经功分后进入微波混频器中下变频为2 MHz 的参考中频信号。随后该参考中频信号滤波放大后经锁相环(Phase lock-loop,PLL)倍频链路实现N倍倍乘。倍乘为$ {f_{{\text{REF}}}} = N({f_1} - {f_2}) = 48{\text{ MHz}} $ 的参考信号${S_{{\text{REF}}}}$ 输入至IQ混频器的本振端口。为了滤除噪声与杂散信号,${S_{{\text{IF}}}}$ 经通频带为45~51 MHz的带通滤波器输入IQ混频器的射频端口,与${s_{{\text{REF}}}}$ 进行二次下变频。IQ混频器将输出${S_{\text{I}}}$ 与${S_Q}$ 两路直流信号。${S_{\text{I}}}$ 与${S_Q}$ 由数字万用表采集,数字万用表设置了200 Hz的滤波器以滤除高频噪声。 -
微波源发出的信号
${S_1}$ 与${S_2}$ 可以由公式(1)表示,由于二者被10 MHz的同步信号锁定在一起,因此二者相位差为恒定值$\phi $ 。由于二者功率相等,因此此处归一化了其信号幅度。$$ \begin{gathered} {S_1} = \cos (2\pi {f_1}t) \\ {S_2} = \cos (2\pi {f_2}t + \phi ) \\ \end{gathered} $$ (1) 参考信号
${S_{{\text{REF}}}}$ 由${S_1}$ 与${S_2}$ 经下变频后倍频而来,其形式如公式(2)所示:$$ {S_{{\text{REF}}}} = {A_{{\text{REF}}}}\cos (2\pi {f_{{\text{IF}}}}t + N\phi ) $$ (2) 式 中:
${A_{{\text{REF}}}}$ 为其幅度。${S_1}$ 与${S_2}$ 经功分器功分后分别倍频至太赫兹波段成为${S_{{\text{RF}}}}$ 与${S_{{\text{LO}}}}$ ,其形式如公式 (3)所示:$$ \begin{gathered} {S_{{\text{LO}}}} = \cos (2\pi {f_{{\text{LO}}}}t) \\ {S_{{\text{RF}}}} = \cos (2\pi {f_{{\text{RF}}}}t + N\phi ) \\ \end{gathered} $$ (3) ${S_{{\text{RF}}}}$ 经被测天线辐射后被太赫兹探测器接收,在采集点处相位为$\phi '$ ,幅度为A;探测器将其与${S_{{\text{LO}}}}$ 混频,下变频后输出中频信号${S_{{\text{IF}}}}$ ,其频率同样为$ {f_{{\text{IF}}}} $ ,形式如公式(4)所示,混频器混频损耗(Conversion loss,CL)也在式中呈现:$$ {S_{{\text{IF}}}} = A{\text{CL}}\cos (2\pi {f_{{\text{IF}}}}t + N\phi + \phi ') $$ (4) ${S_{{\text{IF}}}}$ 经过滤波放大后馈入IQ混频器射频端口,与作为本振信号的${S_{{\text{REF}}}}$ 混频得到I路与Q路两路信号。其表达式如公式(5)所示:$$ \begin{gathered} {S_{\text{I}}} = A{\text{CL}}G\cos (\phi ') \\ {S_{\text{Q}}} = A{\text{CL}}G\sin (\phi ') \\ \end{gathered} $$ (5) 式中:G为中频放大器增益与IQ混频器变频损耗带来的信号幅度变化。
两路信号采集后经如公式(6)所示的运算即可得到IQ混频器输出信号的幅度
$A'$ 与相位$\phi '$ ,$A'$ 与该处信号的幅度$A$ 成正比。通过逐点连续扫描即可实现对空间中太赫兹场幅度相位的分布测量。$$ \begin{gathered} A' = \sqrt {S_{\text{I}}^2 + S_{\text{Q}}^2} \sim A \\ \phi '{\text{ = }}\arctan \left(\frac{{{S_{\text{I}}}}}{{{S_{\text{Q}}}}}\right) \\ \end{gathered} $$ (6) -
为了论证该系统在太赫兹矢量测量技术中的应用可行性,针对矢量测量技术中核心指标最小可测功率与幅相时间稳定性展开测试,并将该系统应用在实际的准光系统矢量测量中以对其进行评估。
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系统的最小可测功率可以由公式(7)表示:
$$ {P_{\min }} = \frac{{{P_{{\text{RF}}}}}}{{{V_{{\text{IF}}}}}} \times {\sigma _{{\text{V - IF}}}} $$ (7) 式中:
${P_{\min }}$ 为系统最小可测功率;${P_{{\text{RF}}}}$ 为探测器接收到的被测太赫兹信号功率;${V_{{\text{IF}}}}$ 为IQ混频器输出的信号幅度;${\sigma _{{\text{V - IF}}}}$ 为系统输出噪声电压的均方根。测得探测器接收到的太赫兹信号功率为
${P_{{\text{RF}}}} = 0.242{\text{ mW}}$ 。并测试系统输出信号幅度和相位,设置读取间隔为1.5 s,读取次数为400次,共计测量600 s。测试结果见图3。图中,输出信号幅度的平均值${V_{{\text{IF}}}} = {\text{116 mV}}$ ,读出带宽为200 Hz时,系统的输出噪声为0.056 9 mV,因此系统最小可测功率为119 nW 。${P_{\min }}$ 为系统接收前端的核心参数之一,描述了系统对于微弱信号的探测能力。在针对较远距离的天线与损耗较大的系统进行测试时,太赫兹信号变得微弱,系统信噪比下降;不仅如此,当信噪比降低到一定程度时,原本仅影响幅度精度的白噪声将对相位测量精度产生影响[18]。影响${P_{\min }}$ 的主要因素为接收前端对于太赫兹信号的转化能力与链路噪声,其关键在于接收前端核心的AlGaN/GaN HEMT太赫兹混频探测器。在太赫兹信号的转化能力的优化方面,现有半球形2 mm直径硅透镜耦合效率较差,后续可以通过优化透镜形状进而提高耦合效率。在降低噪声方面,通过前面的分析可知,系统噪声的主要来源为前置电流放大器。因此,后续可以通过改进设计与工艺以降低探测器的输出阻抗,使其与更低噪声的电压前置放大器实现匹配进而降低系统噪声。基于图3对系统的相位稳定性展开分析。图中展现了两种不同性质的相位不稳定性:一种为平缓波动的随机噪声,在图中体现为细微的时间抖动(图中标注的Phase noise部分),其波动小于0.5°,这部分噪声为来自微波源的相位噪声;另一种为幅度与相位同时抖动的尖峰状波动(图中标注的Peak部分),其范围约为4°,该部分经验证是系统链路中部分芯片裸露在外,电磁屏蔽性较差,存在随机干扰信号耦合至系统中所致。综上所述,该系统的相位稳定性优于4°。后续采用相位噪声更低的微波源并对链路进行有效封装屏蔽来加以改进,提高系统相位稳定性。
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为进一步验证系统可行性,应用该系统对聚焦光学系统的相位与幅度进行测试。系统光路图和实物图如图4(a)和图4(b)所示。太赫兹倍频放大链路产生的被测太赫兹波,经角锥喇叭天线发射后,耦合至准直透镜,之后再由聚焦透镜汇聚。针对平行于光轴的y-z平面进行扫描,其结果如图4(c)和图4(e)所示。
图 4 准光系统和空间分布测试结果。 (a)系统示意图;(b)系统实物图;(c)归一化的y-z平面光强分布图;(d)聚焦束腰处与其前后15 mm处垂直传播方向归一化幅度分布与高斯函数拟合;(e)相位分布
Figure 4. Test result of quasi-optical system and space distribution. (a) Structure of system; (b) Photo of system; (c) Normalized amplitude distribution of y-z section; (d) Normalized amplitude distribution to the perpendicular propagation direction at 15 mm of the spot & fit by Gaussian function; (e) Phase distribution
从图4 (c)分析可知,束腰位于距离透镜20 mm处。在图4(d)中,除了展现光束束腰处、束腰前15 mm与束腰后15 mm沿y轴的幅度分布情况,也应用高斯函数对图中幅度分布进行拟合。对于高斯分布来说,其光束半径被定义为振幅下降了1/e时对应的光束半径。从拟合结果可知束腰位置处光束半径为2.4 mm,束腰前15 mm处光斑半径为3.5 mm,束腰后光斑半高宽为3 mm。从图中可以注意到三条曲线最大值在不同的位置,这是由于准光系统光轴与扫描y轴不垂直造成的。为进一步提高空间分辨率,后续可以通过加装光阑或者去除2 mm硅透镜直接采用片上太赫兹天线进行耦合等方式改进测量系统。
在相位分布图4 (e)中,将束腰光斑的中心点定义为相位零点。对测量结果进行了相位解缠绕并对束腰前与束腰后的相位进行校正。可以很清晰地发现在束腰前,光斑中心处相位滞后于光斑边缘处相位;在束腰处,光斑不同位置相位基本相等;在束腰后光斑中心处相位超前于光斑边缘处相位。这一测试结果与理论相符,印证了该测量系统的可行性。为了进一步说明问题,对上述三个位置进行x-y平面进行二维扫描,其结果如图5所示。可以看出随着成像位置远离聚焦透镜,光斑大小由大变小,至束腰处最小后再变大。相位也与前述分布情况相同,佐证了该测量系统的有效性。在图像边缘部分,由于偏离太赫兹场区,被测太赫兹信号较弱,导致测量系统的信噪比较低,难以获取准确的相位值,表现为随机的相位跳变,因此在边缘测量的准确性和稳定性不佳。
图 5 准光系统x-y平面幅度与相位测试结果。(a)、(d)束腰前15 mm幅度与相位;(b)、(e)束腰处幅度与相位;(c)、(f)束腰后15 mm幅度与相位
Figure 5. Amplitude and phase distribution of quasi-optical system at x-y plane. (a), (d) Amplitude and phase of 15 mm before waist; (b), (e) Amplitude and phase at waist; (c), (f) Amplitude and phase of 15 mm after waist
Terahertz vector measurement system based on AlGaN/GaN HEMT terahertz mixer
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摘要: 矢量测量是表征太赫兹波段天线与准光系统波束特性的主流技术。该文介绍了一种基于AlGaN/GaN高电子迁移率晶体管(High-electron-mobility transistor, HEMT)混频探测器的太赫兹矢量测量系统。该系统核心器件为以准光-波导为耦合方式的高灵敏度太赫兹混频探测器,在340 GHz频率外差模式下,其噪声等效功率达−113 dBm/Hz。为了抑制系统相位噪声,搭建了基于二次下变频原理的硬件电路。通过对固定位置天线的长时间测量,表明系统相位稳定度优于4°,系统最小可测功率达到119 nW。基于相干AlGaN/GaN HEMT混频探测器实现了太赫兹连续波幅度和相位分布测量,该工作为后续阵列化太赫兹矢量测量提供了基础。Abstract: Vector measurement is an important technology for beam testing of antennas and quasi-optical systems in terahertz band. This paper introduces a terahertz vector measurement system based on a high-sensitivity AlGaN/GaN high-electron-mobility transistor (HEMT) terahertz detector integrated with a quasi-optical lens and waveguide together, which reached the noise equivalent power of −113 dBm/Hz in heterodyne mode at 340 GHz. A hardware circuit is established based on the double frequency-down-conversion technique to suppress phase noise in the system. The experimental results indicate that the minimum measurable power is 119 nW and the phase stability is better than 4° of the system. Measurement of the distribution of both terahertz amplitude and phase has been achieved based on this coherent AlGaN/GaN HEMT detector. An arrayed terahertz vector measurement system could be developed based on this work.
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Key words:
- vector measurement /
- terahertz detector /
- coherent detection /
- HEMT /
- GaN
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图 1 AlGaN/GaN HEMT太赫兹混频探测器与其响应特性。 (a) WR2.8 波导与2 mm 硅透镜集成封装探测器实物图;(b)信号接收结构示意图;(c)等效电路图;(d)中频信号信噪比与栅压的关系;(e)中频信号信噪比与本振功率的关系
Figure 1. AlGaN/GaN HEMT terahertz detector and response characteristics. (a) Microscope image of the detector integrated with a WR2.8 waveguide and a 2 mm silicon lens; (b) Schematic of the input and output signal routes ; (c) Equivalent circuit; (d) SNR of IF signal as a function of the gate voltage; (e) SNR of IF signal as a function of the local power
图 4 准光系统和空间分布测试结果。 (a)系统示意图;(b)系统实物图;(c)归一化的y-z平面光强分布图;(d)聚焦束腰处与其前后15 mm处垂直传播方向归一化幅度分布与高斯函数拟合;(e)相位分布
Figure 4. Test result of quasi-optical system and space distribution. (a) Structure of system; (b) Photo of system; (c) Normalized amplitude distribution of y-z section; (d) Normalized amplitude distribution to the perpendicular propagation direction at 15 mm of the spot & fit by Gaussian function; (e) Phase distribution
图 5 准光系统x-y平面幅度与相位测试结果。(a)、(d)束腰前15 mm幅度与相位;(b)、(e)束腰处幅度与相位;(c)、(f)束腰后15 mm幅度与相位
Figure 5. Amplitude and phase distribution of quasi-optical system at x-y plane. (a), (d) Amplitude and phase of 15 mm before waist; (b), (e) Amplitude and phase at waist; (c), (f) Amplitude and phase of 15 mm after waist
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[1] IEEE802.15. 3d-2017. IEEE standard for high data rate wireless multi-media networks– amendment 2: 100 Gb/s wireless switched point-to-point physical layer (IEEE Computer Society)[S]. New York: IEEE, 2017. [2] Pan Wu, Zeng Wei, Zhang Jun, et al. Design of multilayer stacked terahertz communication lens antenna [J]. Optical Precision Engineering, 2017, 25(1): 65-72. (in Chinese) [3] Wang H, Dong X, Min Y, et al. Terahertz high-gain offset reflector antennas using SiC and CFRP material [J]. IEEE Transactions on Antennas & Propagation, 2017, 65(9): 4443-4451. [4] Alibakhshikenari M, Virdee B S, Khalily M, et al. High-gain on-chip antenna design on silicon layer with aperture excitation for terahertz applications [J]. IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters, 2020, 19(9): 1576-1580. [5] Tajima T, Song H J, Ajito K, et al. 300-GHz step-profiled corrugated horn antennas integrated in LTCC [J]. IEEE Transactions on Antennas and Propagation, 2014, 62(11): 5437-5444. doi: 10.1109/TAP.2014.2350520 [6] Tuovinen J. Method for testing reflector antennas at THz frequencies [J]. IEEE Antennas and Propagation Magazine, 2002, 35(6): 7-13. [7] Wang C, Lu B, in C, et al. 0.34-THz wireless link based on high-order modulation for future wireless local area network applications [J]. IEEE Transactions on Terahertz Science & Technology, 2014, 4(1): 75-85. [8] Gregson S F, Parini C G. Examination of the effect of common CATR quiet zone specifications on antenna pattern measurement uncertainties[C]//Loughborough Antennas & Propagation Conference (LAPC 2017). IET, 2017: 1-5. [9] Balanis C A. Antenna theory: Analysis and design [J]. IEEE Antennas & Propagation Society Newsletter, 2003, 24(6): 28-29. [10] Lou Z, Hu J Zhou K M, et al. A quasi-optical vector near-field measurement system at terahertz band [J]. Review of Scientific Instruments, 2014, 85(6): 373-379. [11] Tanka Y, Ducournau G, Kanno A, et al. Photonics-based near-field measurement and far-field characterization for 300-GHz band antenna testing [J]. IEEE Open Journal of Antennas and Propagation, 2022, 4(1): 24-31. [12] Hillger P,Grzyb J, Jain R, et al. Terahertz imaging and sensing applications with silicon-based technologies [J]. IEEE Transactions on Terahertz Science and Technology, 2019, 9(1): 1-19. doi: 10.1109/TTHZ.2018.2884852 [13] Lian Yuxuan, Feng Wei, Ding Qingfeng, et al. 340 GHz wireless communication receiving front-ends based on AlGaN/GaN HEMT terahertz detectors [J]. Infrared and Laser Engineering, 2021, 50(5): 20210202. (in Chinese) doi: doi:10.3788/IRLA202150.20210202 [14] Qin Hua, Huang Yongdan, Sun Jiandong, et al. Terahertz-wave devices based on plasmons in two-dimensional electron gas [J]. Chinese Optics, 2017, 10(1): 51-67,150. (in Chinese) [15] Luo Muchang, Sun Jiandong, Zhang Zhipeng, et al. Terahertz focal plane imaging array sensor based on AlGaN/GaN field effect transistors [J]. Infrared and Laser Engineering, 2018, 48(3): 0320001. (in Chinese) [16] Li X, Sun J, Zhang Z, et al. Integration of a field-effect-transistor terahertz detector with a diagonal horn antenna [J]. Chinese Physics B, 2018, 27(6): 068506. doi: 10.1088/1674-1056/27/6/068506 [17] Zhu Kaiqiang, Wei Feng, Zhu Yifan, et al. Heterodyne terahertz detection based on antenna-coupled AlGaN/GaN high-electron-mobility transistor [J]. Applied Physics Letters, 2022, 121(8): 081101. doi: 10.1063/5.0076708 [18] Merrill I. Skolnik. Radar Handbook[M]. New York: McGraw-Hill, 2010.