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现代宇宙学的核心是揭开暗物质和暗能量这两朵“乌云”的神秘面纱。为了观测这些微弱的效应，需要对大量遥远的星系进行成像观测。当宇宙最初的光线穿过不断膨胀的宇宙时，其波长会被拉长，从而使探测到的光线的颜色向电磁波谱的红端移动，这种现象被称为“红移”。对于遥远的天体，它们的距离可以利用红移现象来推断，物体的红移越大，它距离我们就越远。有了距离信息，就可以进一步对宇宙的物质分布做层层解析。因为红移效应，最深最远的宇宙以更靠近红外的波段被观测到[1]。2021年12月25日发射上天的詹姆斯·韦伯太空望远镜（JWST），是NASA的重点推进的项目，掀开了新一代大口径的光学成像系统应用的序幕，其观测波段主要集中于波长为0.6~27 μm的橙色光到红外线频段。与哈勃望远镜不同，韦伯太空望远镜的主要载荷就集中在红外探测波段。因此，红外观测为天文观测提供了新的技术手段。
红外载荷中的核心部件是红外焦平面探测器。由于天文观测具有背景辐射极低、光子通量极低的特点，为了实现探测器的高信噪比，需要降低器件的暗电流和读出电路的噪声[2]。一些低通量的观测要求在超长积分时间内观测几个光电子，因此读出电路需要实现较长的积分时间，以完成对微小目标信号的探测。同时，读出电路还需要保证低背景下弱信号的高线性度。
文中设计了一款天文应用的640×512 HgCdTe焦平面读出电路，输入级采用电容反馈跨阻放大器（CTIA）结构以保证低背景下弱信号的注入效率和高线性度。电路采用了有效的功耗管理策略，在保证电路正常工作点下尽可能地降低电路功耗以减小电路辉光对器件暗电流的影响。同时，研究了非破坏性读出的数字功能，以实现超长的积分时间和信号的多帧累积，同时也降低电路噪声。电路测试结果符合理论设计预期，在5 fF的增益档下读出噪声实测为27 e-，耦合截止波长1.7 μm的短波HgCdTe探测器测试，开启非破坏性读出功能，积分时间6000 s、功耗14.04 mW下暗电流仅为0.9 e-·pixel−1·s−1，非线性度低于0.1%。
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目前，国际上报道的天文应用的碲镉汞红外探测器的公司主要有美国的Teledyne、Raytheon以及法国的Sofradir (和旗下ULis公司合并进Lynred)等。三家公司的典型产品，型号分别为Hawii-2 RG、VIRGO、ALFA（Astronomical Large Focal plane Array）[3-5]。Hawii-2RG是已经应用在欧空局（European Space Agency, ESA）的欧几里得探测器和NASA的JWST等项目[6]，VIRGO是应用在可见和红外巡天望远镜VISTA（the United Kingdom’s Visible and Infrared Survey Telescope for Astronomy）项目，VISTA中的红外相机是由16个VIRGO探测器拼接而成[7]，ALFA主要是服务于ESA的近红外大面阵探测器的项目[8-10]，三款产品的主要性能指标如表1所示。
表 1 国际天文应用红外探测器性能指标
Table 1. Performance of IRFPA for international astronomical application
Product Hawii−2RG VIRGO ALFA Company Teledyne Raytheon Sofradir Resolution 2 k×2 k 2 k×2 k 2 k×2 k Pixel pitch 18 μm 20 μm 15 μm Detection band 0.6-2.5 μm 0.85-2.5 μm 0.8-2.5 μm Temperature 77 K 78 K 100 K Dark current $ \leqslant $0.05 e-·s−1 $ \leqslant $1 e-·s−1 $ \leqslant $0.1 e-·s−1 Readout noise $ \leqslant $18 e-rms $ \leqslant $20 e-rms $ \leqslant $18 e-rms Charge capacity $ \geqslant $80 ke- ＞200 ke- $ \geqslant $60 ke- Power consumption $ \leqslant $1 mW
(100 kHz)$ \leqslant $7 mW
(280 kHz)$ \leqslant $2.8 mW
(100 kHz)Nonlinearity - $ < \pm $0.3% $ \leqslant $3% 从表1中可以看出，目前主流的天文应用探测器均具有大面阵、暗电流低、读出噪声低、功耗低的特点，且主要工作在短波波段[11-12]。三款探测器的读出电路输入级均采用的是PMOS源随结构SFD，如图1所示，单元结构只采用了三个MOS管，即积分复位开关、源随器的输入管和输出选择开关，利用的是探测器自身的结电容作为积分电容，尽量减少电路节点的电容，降低对总积分电容的影响。因此与直接注入结构相比，SFD结构注入效率高，功耗低、噪声低，是目前天文应用主流的读出电路的输入级结构。当然，由于SFD结构积分过程中二极管的偏置是在变化的，因此输出通常是有一定非线性的[13]。SFD结构读出电路整体性能指标与探测器的结电容和动态阻抗密切相关，要求探测器有较小的结电容和较大的动态阻抗，对器件要求很高。
图 1 SFD电路结构
Figure 1. Structure of SFD circuit
中国目前也在积极规划天文望远镜，拟在2024年发射“巡天”空间望远镜，由于器件性能与国外先进水平尚存在较大差距，中国红外天文应用的进展相对缓慢，国内关于天文应用探测器的报道也较少。
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电路规模为640×512、中心距为15 μm，适配截止波长为1.7 μm的短波探测器，工作温度80 K，多模块拼接。根据国内焦平面器件的实际情况，主要实现器件暗电流不高于5 e-·s−1，读出噪声不高于50 e-。因此，除了要求制备低暗电流、高均匀性的碲镉汞短波探测器、在多模块的拼接上注意保证共面性及柔性带线的连接以及抑制杜瓦的杂散光，读出电路需要实现高增益、低噪声、超长积分时间，以及需要抑制电路辉光对暗电流的影响和关注低背景应用下小信号的非线性。
天文应用640×512读出电路的整体结构如图2所示，主要包括以下功能模块：像元面阵、列信号处理电路、输出级、模拟偏置产生电路、行/列译码器、数字控制模块和多路选择模块。像元面阵电路、列信号处理电路、输出级组成的模拟信号链路完成探测器信号的积分、采样和缓冲读出，模拟偏置产生电路为信号链路中的运放提供合适的电压和电流信号，确保电路工作的最佳工作点，设计输出1、2、4通道可选。行/列译码器实现面阵像元信号的选通，数字控制模块主要产生电路内部所需的控制信号，该电路可实现窗口选择、增益可选、工作模式可选等功能。
图 2 电路整体框图
Figure 2. Circuit block diagram
由于探测器的性能限制以及应用于低背景环境下，选取了探测器偏置稳定、低背景弱信号下线性度和注入效率较高的CTIA结构作为注入级结构。CTIA接口电路适合用在成像或者光谱应用，典型的积分时间在10 μs~100 ms范围，而且CTIA结构有可调的灵敏度，独立于探测器的结电容。像元电路如图3所示，由于天文应用信号积分时间长，对CTIA的运放的带宽要求不高，这里选择了简单的五管运放，如图4所示。为了实现高增益，设计了5 fF和10 fF两档积分电容可选。
图 3 像元电路结构
Figure 3. Structure of analog circuit
图 4 OTA结构
Figure 4. Structure of OTA
像元电路噪声如公式（1）所示，噪声来源主要是CTIA运放噪声、KTC噪声以及源随器噪声。读出电路工作在低温下，运放噪声和源随器噪声主要来源于MOS晶体管的1/f噪声。因此，在设计过程中，考虑到有限的像元面积，适当提高输入管的跨导以及合理使用PMOS器件以降低1/f噪声，同时适当提高采样电容以降低KTC噪声的影响[13]。为了降低沟道电荷注入效应对电路的影响，采用了在积分复位管旁边串联补偿管和CMOS传输门开关等方法以减小该效应引起的电压误差。
$$ \overline{{v}_{{n}_{analog}}^{2}}=\overline{{v}_{{n}_{CTIA}}^{2}}+\overline{{v}_{{n}_{SFD}}^{2}}+\frac{kT}{{C}_{sh}} $$ (1) 区别于常规的短波焦平面读出电路，天文应用读出电路还需要重点关注抑制电路辉光对器件暗电流的影响以及实现超长的积分时间。
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研究表明，电路辉光glow的产生影响了器件暗电流的准确测量，也影响了电路的噪声。辉光是由半导体材料的电子和空穴的合并导致的，发生在半导体材料的电流变化或者强电场下的影响。文献说明了采用SFD结构的H2RG探测器，辉光的大小受源随器的电流、像元时钟频率、并行的输出端口个数影响。增加源随器的电流时，明显发现表面暗电流增加。辉光的大小直接与像元选通时间成线性关系，像元选通时间越长即时钟频率低则辉光电子数越大，H2RG电路典型的时钟频率是100 kHz。而且当积分时间足够长时，温度低于60 K时，暗电流接近于0，但是辉光还是会增加。即使运放的电流降低到nA级别，读出电路也会发射辉光，主要产生与MOS管的截止区。读出电路的多金属层可以部分地解决这个问题，但是产生的光传播到读出电路的边缘，会引起焦平面暗信号的不一致性[14-15]。
因此，降低电路辉光对器件暗电流的影响，一是要降低工作电流即降低电路功耗，降低运放电流会导致更长的模拟信号的建立时间，需要折中考虑；二是要电流存在的时间或者强电场存在的时间要短，即选通时间不能太长、适当提高电路时钟频率；三是优化电路版图，从物理上屏蔽电路辉光的影响。
在电路功耗方面，该电路针对图5所示的模拟信号链路设计了粗细多档可调的电流镜偏置模块，见图6。首先通过外置IMSTR_ADJ电压，确定电路的基准电流$ {I}_{ref} $，设计了×1、×2、×4的电流复制倍数，通过调节寄存器IM(1-0)、UP(2-0)、AP(1-0)、DP(1-0)来控制主偏电路、单元CTIA运放、列级处理电路以及输出级运放的电流选择开关，以确定最佳工作点。同时，在模拟信号链路上增加了一些全局的、列的控制开关，在不需要的时间段可以将电路关断，减小漏电流，节约电路功耗。电路设计了1、2、4路输出可选，实际应用时由于积分时间长，帧频要求不高，采用边积分边读出的工作模式，选择1路输出，关掉其他通道，进一步降低电路功耗。
在电路版图方面，采用了0.18 μm CMOS工艺，考虑到15×15的像元，采用大面积的顶层金属覆盖，进一步阻止电路放大器辉光对探测器的影响，单元版图如图7所示。
图 5 模拟信号链路及电流偏置框图
Figure 5. Analog signal chain and current bias diagram
图 6 电流偏置电路
Figure 6. Structure of current bias
图 7 单元电路版图
Figure 7. Layout of corecell circuit
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在天文应用领域，处理微弱信号时为了获得准确的测试结果长的积分时间是有必要的。常规的短波探测器积分时间一般约几十毫秒，而天文用的探测器积分时间需要几百分钟。考虑到帧频要求，电路一般采用边积分边读出的工作模式，即当前帧信号在积分时上一帧的信号在读出，如果积分时间达到几百分钟，则帧频将会很低。因此电路引入非破坏性读出的功能，可实现在不破坏当前的信号读出的基础上，让电路不复位一直积分，实现信号的多帧累积，不影响电路的帧频。该功能可以在每次观测中动态地选择最优的积分时间，提高强弱信号的对比度，同时作为一种斜坡采样的策略降低读出噪声。
INT为帧频信号，标志着一帧图像的开始。LINE为行频信号，标志着512行每一行读出的开始。RST_P为芯片的全局复位信号，CLK为时钟，DATA为寄存器配置控制字。读出电路芯片通过INT、LINE、RST_P、CLK以及DATA的外部端口输入来实现内部所需的时序控制。为了实现非破坏性读出功能，在功能寄存器DATA中增加了一位控制字NDR，当NDR为1时启用该功能。
由图3可知，INTRST及SH信号分别为积分复位和采样信号，由于读出电路为快照模式工作，因此均为全局控制信号。设计了积分控制模块，通过外部输入的INT、 LINE、RST_P、CLK信号时序以及NDR控制字来生成相关的INTRST及SH信号，INTRST及SH信号为高电平使能。
在未开启非破坏性读出的数字功能前，即NDR=0时，电路常规工作的时序如图8所示，INT的下降沿后0.5 clk，INTRST控制的复位开关断开，这一帧的光电流信号开始积分，在INT的上升沿T2时段后SH控制的采样结束，这一段是信号的积分时间，实际应用通过调节INT信号的低电平时间来调节积分时间。电路采用的是边积分边读出的工作模式，在当前帧信号积分时，读出的是上一帧的输出信号。
图 8 仿真控制时序(NDR=0)
Figure 8. Controlling time series of simulation(NDR=0)
在开启非破坏性读出的数字功能后，即NDR=1时，电路工作的时序如图9所示。在下一个INT的上升沿之后就开始工作，此时NDR开启后的第一帧的INTRST复位开关闭合，电路复位，此后帧INTRST将一直维持在低电平（复位开关断开），采样信号SH与普通模式相同，即在第一帧正常复位清零后，阵列持续对探测器信号积分。当修改NDR为0时，下一个INT上升沿后会产生INTRST复位信号。因此，持续的积分时间为（N$ {I}_{frame}+{I}_{int} $）, $ {I}_{int} $为正常一帧的积分时间，$ {I}_{frame} $为一帧的时间，N为NDR设置从1~0所经历的INT上升沿个数减1。
图 9 仿真控制时序(NDR=1)
Figure 9. Controlling time series of simulation(NDR=1)
积分控制模块的电路实现如下：
图10所示为SR锁存器（Set-Reset Latch），由两个或非门组成，SD为置位端或置1输入端，RD为复位端或置0输入端，输出端为Q。锁存器置1端输入时序起始信号BEGIN，置0端输入时序清零信号CLR和结束信号END，根据锁存器的工作原理，输出端在BEGIN和END信号之间维持高电平，从而得到相应的时序信号。
图 10 SR锁存器结构
Figure 10. Structure of SR latch
如图11所示，SR锁存器的BEGIN接模块A的NET1，NET1是一个四输入的或非门的输出，表达式如公式（2）所示：
$$ \begin{array}{l} {{{{NET}}}}1 =\\ \overline {\left( {\overline {EN} + \overline {{Q_1} \cdot {Q_2}N \cdot {Q_3}N \cdot {Q_4}N} + \overline {{Q_5}N \cdot {Q_6}N \cdot {Q_7}N} + NET2} \right)} = \\ EN \cdot {Q_1} \cdot {Q_2}N \cdot {Q_3}N \cdot {Q_4}N \cdot {Q_5}N \cdot {Q_6} \cdot {Q_7}N \cdot \overline {NET2} \\[-10pt] \end{array} $$ (2) 
图 11 NDR电路结构1
Figure 11. Structure of NDR circuit 1
其中$ {Q}_{{n}} $或者$ {Q}_{{n}}N $(n=1$ ~ $7)是7 bit格雷码计数器的输出值，设置从INT信号的上升沿后2.5 clk开始计数，每半个clk变化一位，当$ {{Q}}_{1}{{Q}}_{2}{N}{{Q}}_{3}{N}{{Q}}_{4}{N}{{Q}}_{5}{N}{{Q}}_{6}{{Q}}_{7}{N} $为1时，即$ {{Q}}_{7}~{{Q}}_{1} $为0100001，转换为二进制0111110，计算为31 clk，即计数至距离INT信号的上升沿第33.5 clk处NET1为1（此时EN=1，NET2=0），产生高脉冲，仿真结果如图12所示。
NET2连接的是模块B，该模块实现的是非破坏性读出的功能。模块B中，当RST_P为1时，则全局复位，芯片不产生任何复位信号。控制字NDR在INT的上升沿前输入，INT的上升沿后使能。JK触发器的时钟连在INTRST信号上，当NDR设置为1时，在下一帧INT的上升沿后使能，之后仍产生复位信号INTRST，在INTRST的上升沿之后不再产生，即NET2为1，此时NET1为0，即不再产生begin信号，INTRST拉低不再复位。
图 12 NET1信号仿真示意图
Figure 12. Simulation result of NET1
SR锁存器的END连接的是模块C，如图13所示，NET3是一个两输入的或非门的输出，这两输入分别是INT在JK触发器的时钟CLK作用下经过触发器的输出信号，仿真结果如图14所示，NET3信号距离INT下降沿0.5 clk。
图 13 NDR电路结构2
Figure 13. Structure of NDR circuit 2
图 14 NET3信号仿真示意图
Figure 14. Simulation result of NET3
因此，通过上述电路结构可产生积分复位信号INTRST，当NDR为0时，上升沿距离INT信号的上升沿33.5 clk，下降沿距离INT下降沿0.5 clk，通过调整INT的高电平来调整INTRST的复位时间。当NDR为1时，INT上升沿后产生INTRST，在当前INTRST的上升沿之后，将不再产生。图15和图16分别为NDR为0和1时产生的INTRST信号的情况，符合设计要求。
图 15 INTRST信号仿真结果(NDR=0)
Figure 15. Simulation result of INTRST(NDR=0)
图 16 INTRST信号仿真结果(NDR=1)
Figure 16. Simulation result of INTRST(NDR=1)
采样SH信号的实现电路图同INTRST信号的实现方式，SR锁存器的BEGIN信号连接的是前一帧面阵的最后一元信号的读出，END信号是距离INT上升沿26 clk的脉冲，产生的SH信号为这两个信号的上升沿之间的高电平。即设计图8中的T1为33.5 clk，T2为26 clk。
总结上述积分采样过程，即NDR=1时，下一帧复位后，将持续积分，信号多帧N次累积，采样仍然每帧产生，采样次数是N-1，如图17所示。这种非破坏性读出功能的核心其实也是一种电路降噪的方案。
图 17 非破坏性读出功能示意图
Figure 17. Diagram of non-destructive readout function
研究表明，采用不同的采样策略可以有效降低读出电路噪声，常见的有相关双采样、斜波采样（Sampling-up-the-ramp，UTR）以及Fowler采样（Fowler sampling）[16-20]。非破坏性读出其实就是一种斜坡采样的策略，早在1991年就由Fowler 和 Gatley引入到红外探测器的采样策略中，相关的计算结果由Garnett 和 Forrest在1993年推导[21]。简单的推导过程如下：
图 18 信号与时间的关系图
Figure 18. Relationship diagram between signal and time
由信号和积分时间的最佳拟合曲线，图18可知，信号电压和积分时间满足：
$$ {y}={a}{x}+{b} $$ (3) 则相关系数a、b满足下式：
$$ \bar {y}={a}\bar {{x}}+{b} $$ (4) $$ \displaystyle{\sum} _{i=1}^{N}{x}_{i}{y}_{i}={a}N\bar {{x}^{2}}+{b}N\bar {{x}} $$ (5) 式中：N为采样次数，$ \stackrel{-}{{x}} $、$ \stackrel{-}{y} $为N次采样的平均值，从而可以得到斜率a的表达式为：
$$ {a}=\frac{\displaystyle{\sum} _{i=1}^{N}{x}_{i}{y}_{i}-N\bar {{x}{y}}}{\displaystyle{\sum} _{i=1}^{N}{{x}_{i}}^{2}-N{\bar {{x}}}^{2}} $$ (6) 公式（6）也可以表达为：
$$ {a}=\frac{\displaystyle{\sum} _{i=1}^{N}\left({x}_{i}-\bar {{x}}\right)\left({y}_{i}-\bar {{y}}\right)}{\displaystyle{\sum} _{i=1}^{N}{\left({x}_{i}-\bar {{x}}\right)}^{2}} $$ (7) 假设在一定的时间间隔里采样像元，且假设信号是线性的，则有$ {x}_{i}=i\cdot {{\rm{d}}}{t} $，$ {y}_{i}={V}_{i} $，dt是采样的时间间隔，$ i $是采样次数，$ {V}_{i} $是第$ i $次采样的输出电平，将$ {x}_{i} $与$ {y}_{i} $公式代入公式（6），可得：
$$ {a}=\frac{\displaystyle{\sum} _{i=1}^{N}{V}_{i}\left(i-\frac{N+1}{2}\right)}{{\rm{d}}t\cdot \dfrac{N}{12}\left({N}^{2}-1\right)} $$ (8) 下面来估算电路的噪声，假设yi是随机的、正态分布的、统计独立的，在这种情况下a也是正态分布的，根据公式（8），是多个随机变量的正态分布之和。根据公式（7），则a的方差函数var[a]为：
$$ {v}{a}{r}\left[{a}\right]={v}{a}{r}\left[\frac{\displaystyle{\sum} _{i=1}^{N}\left({x}_{i}-\bar {{x}}\right)\left({y}_{i}-\bar {{y}}\right)}{\displaystyle{\sum} _{i=1}^{N}{\left({x}_{i}-\bar {{x}}\right)}^{2}}\right]=\frac{12}{{{\rm{d}}t}^{2}\left({N}^{3}-N\right)}{{\sigma }_{y}}^{2}={{\sigma }_{a}}^{2} $$ (9) 若假设积分信号$ S\left({t}_{int}\right)=a\cdot {t}_{int} $，如果N代表的是总共的读出次数，从复位开始，则$ {t}_{int}=\left(N-1\right){\rm{d}}t $，则
$$ {\sigma }_{s}={\sigma }_{a\cdot }{t}_{int}={\sigma }_{y\cdot }{\left[\frac{12(N-1)}{N(N+1)}\right]}^{1/2}\cong {\sigma }_{y\cdot }\sqrt{\frac{12}{N}} $$ (10) 因此噪声降低因子是$ \sqrt{12/N} $，N是采样读出次数，文献中提到，实验室结果显示30次采样结果读出噪声可以从400 e-rms降低到约280 e-rms[22]。但是，这种方法将面临较大的数据量的采集与计算。
若是相关双采样模式，$ {\sigma }_{DCS\cdot }={\sigma }_{y}\sqrt{2} $，则有
$$ {\sigma }_{s}={\sigma }_{DCS\cdot }\sqrt{\frac{6}{N}} $$ (11) 若N=16，则斜波产生的均方根误差是相关双采样的均方根误差的61%。
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设置电源电压3.6 V，偏置电压IMSTR_ADJ为3.3 V，IM(1-0)、UP(2-0)、AP(1-0)、DP(1-0)控制字均设置为（00）、（000）、（00）、（00），此时电路处在低功耗状态。CTIA运放尾电流仅7.9 nA，运放增益54 dB,带宽495 kHz，相位裕度80.36°。
电路整体仿真中，积分电容选择10 fF档。探测器模型选取短波探测器，结电阻1.5 T$ {\Omega } $，结电容500 fF，光信号电流Iph选取为0~10 pA（步进步长1 pA）。主时钟CLK设置为250 kHz。
图19的仿真结果显示，电路−40 ℃低温下读出电路的输出摆幅约1.3 V，线性度高于99.9%。
图 19 输出电压与光电流的关系
Figure 19. Relationship between output voltage and photocurrent
图20展示了读出电路与短波HgCdTe探测器倒焊后的样品，对所研制的天文应用红外焦平面探测器进行了测试，主要依据的是GB/T 17444—2013《红外焦平面阵列参数测试方法》，主要测试设备是高温面源黑体辐射源和直流电源。
图 20 天文焦平面器件样品图
Figure 20. Sample picture of IRFPA
天文应用红外焦平面的测试区别于常规的短波焦平面测试，测试环境及条件更为苛刻。常规的焦平面测试系统实现的最长积分时间仅为2 s，因此利用读出电路设计的非破坏性读出的数字功能，首先需要搭建超长积分时间测试系统，如图21所示，结合该工作模式的时序，更改系统输入的data控制字NDR位，在下一个INT的上升沿复位后开始积分，设置一帧为10 s，帧数N可以根据需要设置，将每一帧的数据采集后处理。
图 21 超长积分时间测试系统
Figure 21. Test system of long integration time
采用这套系统测试了器件的暗电流，暗电流通过电路积分法测得，电路的输出电平与时间的关系如下式所示：
$$ {U}={A}_{f}\left(\frac{It}{{C}_{int}}+{V}_{ref}\right) $$ (12) 式中：$ {C}_{int} $为积分电容；I为暗电流；$ {V}_{ref} $为CTIA运放基准；$ {A}_{f} $为后级链路信号传输的增益。
焦平面器件用不开口的冷屏盖住，避免外部光的影响。通过测试不同积分时间t下的输出电压U，根据U对t的斜率$ {A}_{f} $I/$ {C}_{int} $,$ {A}_{f} $可以通过电路测试行测试获得，从而得到器件暗电流I。图22为积分时间6000 s、功耗调至14.04 mW 时焦平面器件的响应电压平均值随着积分时间的变化，图23为640×512焦平面上的暗电流情况，统计结果如图24所示，峰值暗电流仅为0.9 e-·s−1。
图 22 焦平面电压平均值随积分时间的变化
Figure 22. Average voltage of FPA vs integration time
图 23 640×512焦平面暗电流情况
Figure 23. Dark current of 640×512 IRFPA
图 24 暗电流测试结果
Figure 24. Test results of dark current
为了探究电路功耗对暗电流测量的影响，电路设置在高增益档（5 fF）的情况下，通过调节IMSTR_ADJ及相应控制字，调节不同工作电流，器件暗电流的变化具体如下表2、图25、26所示。
表 2 不同功耗条件下的暗电流情况
Table 2. Dark current under different power consumption
TEST1 TEST2 TEST3 VADJ 3.3 3.3 2.1 IM(1-0) 00 00 01 UP(2-0) 000 010 010 AP(1-0) 00 00 01 DP(1-0) 00 00 00 Total working current 3.9 mA 7.7 mA 10.9 mA Power consumption 14.04 mW 27.2 mW 39.24 mW Dark current 0.9 e-·s−1 2.2 e-·s−1 2.8 e-·s−1 
图 25 不同功耗情况下的暗电流变化
Figure 25. Dark current under different power consumption
图 26 不同功耗情况下的暗电流变化
Figure 26. Dark current under different power consumption
可以看出，随着电路功耗的增加，器件暗电流也相应增加，因此在确保电路工作点正常的情况下，降低电路功耗有利于减少电路辉光的产生，从而降低其对器件暗电流的影响。
采用超长积分时间测试系统测试了低增益档下不同积分时间下同一黑体辐射下焦平面器件输出电压，如图27所示，积分时间200 s以内时，电压V与时间t基本呈线性关系。在接近满阱时，V与时间t呈非线性关系。在近线性区做线性拟合，可以得到图中的红线，关系式为V=0.005557×t+2.075。饱和电压为3.232 V，电压摆幅为1.157 V，满阱电子数约为72 ke-。
图 27 信号电压随积分时间的变化
Figure 27. Signal voltage vs integration time
读出噪声是由20 ℃的面源黑体温度下的焦平面的输出计算得到的。图28所示是高增益档（5 fF），焦平面器件在短积分时间下测的电路噪声情况，约0.9 mV，扣除测试系统噪声0.3 mV，则电路噪声电子数约27 e-。同样的方法测试并计算，低增益档（10 fF）下，电路噪声电子数约50 e-。根据上述分析，斜坡采样的噪声降低因子是$ \sqrt{12/N} $，N是采样读出次数，若N为16，则两档的噪声电子数将降低至约24 e-(5 fF)和44 e-(10 fF)。
图 28 电路噪声测试结果(5 fF)
Figure 28. Test result of circuit noise (5 fF)
该焦平面器件的测试指标如表3所示，其中测试条件为F#数2，积分电容5 fF，积分时间为500 ms。该焦平面已经达到天文应用焦平面项目的使用要求，当然与国际的天文应用探测器的性能指标还有着一定的差距。
表 3 焦平面性能参数
Table 3. Performance parameters of FPA
Specification Performance Array Size 640×512 Pixel pitch 15 μm Cut−off wavelength 1.7 μm Charge capacity 35.9 ke- Noise 27 e- Responsivity mean 2.58×$ {10}^{7} $ V/W Peak detectivity mean 2.62×$ {10}^{13} $ cm·Hz1/2/W Uniformity 1.58% -
通过天文应用640×512红外焦平面读出电路的设计以及和截止波长为1.7 μm的短波探测器倒焊后的焦平面测试结果表明，降低读出电路功耗和优化电路顶层金属覆盖的版图有利于降低电路辉光对器件暗电流的影响，开启读出电路的非破坏性读出的功能实现了超长积分时间探测，有利于提高器件的信噪比。6000 s的积分时间下，当电路功耗调低至14.04 mW时暗电流仅为0.9 e-·pixel·s−1。读出噪声实测为27 e-（5 fF增益档）和50 e-（10 fF增益档），若采样次数为16次，斜坡采样后噪声电子数将降低至24 e-(5 fF)和44 e-(10 fF)。电路以及焦平面性能达到设计预期指标，满足天文应用对红外焦平面的使用需求，并且为今后更大规模的天文应用的红外焦平面工程化应用研究提供了技术基础。
Research of IRFPA ROIC for astronomy
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摘要: 成功设计了一款天文应用的640×512短波红外焦平面读出电路。由于红外天文观测具有极低背景辐射、光子通量低的特点，为了实现探测器的高信噪比，需要降低器件的暗电流和电路噪声。电路采用有效的功耗管理策略，在保证电路正常工作的前提下尽可能地降低电路功耗以减小电路辉光对器件暗电流的影响。同时，研究非破坏性读出的数字功能，实现了超长的积分时间和信号的多帧累积,并作为一种斜坡采样的策略有效地降低读出噪声。短波HgCdTe焦平面的测试结果符合理论设计预期，开启电路非破坏性读出功能，设置6000 s的积分时间，当电路功耗调低至14.04 mW时暗电流为0.9 e-·pixel−1·s−1。读出噪声在两档增益下分别为50 e-（10 fF）和27 e-（5 fF），非线性度低于0.1%。Abstract:
Objective Because of the redshift effect, the deepest and most distant universe has been seen at wavelengths closer to the infrared wavelength. The James Webb Space Telescope (JWST), launched on December 25, 2021, focuses its main detector on the infrared detection band. Therefore, infrared observation provides a new technical means for astronomical observation. The core component of infrared payload is infrared focal plane detector. At present, the typical products of mercury cadmium telluride infrared detectors for astronomical applications reported internationally are Hawii-2RG, VIRGO, ALFA (Astronomical Large Focal plane Array), etc., which have been applied in the European Space Agency (ESA). Projects such as the European Space Agency's Euclid probe and NASA's JWST. Because there is still a big gap between the device performance and the advanced level of foreign countries, the progress of infrared astronomy application is relatively slow, and there are few reports about astronomical application detectors in China. Therefore, a 640×512 HgCdTe focal plane readout circuit for the astronomical application is studied. Methods Because infrared astronomical observation is characterized by extremely low background radiation and low photon flux, low dark current and low read noise are the key array parameters in order to achieve high signal-to-noise ratio (S/N). Some low-flux observations require observation of several photoelectrons in a very long integration time, so the readout circuit needs to achieve a long integration time to complete the detection of small target signals. An effective power management strategy (Fig.5-6) is used to reduce the power consumption, then reduce the influence of glow on the dark current. At the same time, the digital function of non-destructive readout (Fig.9) is studied to achieve long integration time. And as a ramp sampling strategy (Fig.17), the output noise of the circuit is effectively reduced. Results and Discussions The test results of the circuit-coupled shortwave HgCdTe detector are in line with the theoretical design expectation. When the non-destructive readout function of the circuit is turned on, the device can realize ultra-long integral time detection, the dark current of the test device is set to 0.9 e-·pixel−1·s−1 （Tab.2, Fig.25-26） when the power consumption of the circuit is reduced to 14.04 MW at the integration time of 6 000 s. The readout noise is 50e-(10 fF) and 27e-(5 fF) （Fig.28） with two-step gain, respectively, and the nonlinearity is less than 0.1%. Conclusions The design of the 640×512 readout circuit for astronomical application and the short-wave IRFPA detector show that reducing the power consumption of the readout circuit is conducive to reducing the influence of the glow on the dark current of the device, and turning on the non-destructive readout function of the readout circuit can realize the long integration time of the detection and improve the signal-to-noise ratio of the device. The focal plane of astronomical applications meets the design expectations, meets the use demand of the infrared focal plane of the large optical platform of the space station, and provides a technical basis for the infrared focal plane research of larger scale astronomical applications in the future. -
表 1 国际天文应用红外探测器性能指标
Table 1. Performance of IRFPA for international astronomical application
Product Hawii−2RG VIRGO ALFA Company Teledyne Raytheon Sofradir Resolution 2 k×2 k 2 k×2 k 2 k×2 k Pixel pitch 18 μm 20 μm 15 μm Detection band 0.6-2.5 μm 0.85-2.5 μm 0.8-2.5 μm Temperature 77 K 78 K 100 K Dark current $ \leqslant $0.05 e-·s−1 $ \leqslant $1 e-·s−1 $ \leqslant $0.1 e-·s−1 Readout noise $ \leqslant $18 e-rms $ \leqslant $20 e-rms $ \leqslant $18 e-rms Charge capacity $ \geqslant $80 ke- ＞200 ke- $ \geqslant $60 ke- Power consumption $ \leqslant $1 mW
(100 kHz)$ \leqslant $7 mW
(280 kHz)$ \leqslant $2.8 mW
(100 kHz)Nonlinearity - $ < \pm $0.3% $ \leqslant $3% 
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表 2 不同功耗条件下的暗电流情况
Table 2. Dark current under different power consumption
TEST1 TEST2 TEST3 VADJ 3.3 3.3 2.1 IM(1-0) 00 00 01 UP(2-0) 000 010 010 AP(1-0) 00 00 01 DP(1-0) 00 00 00 Total working current 3.9 mA 7.7 mA 10.9 mA Power consumption 14.04 mW 27.2 mW 39.24 mW Dark current 0.9 e-·s−1 2.2 e-·s−1 2.8 e-·s−1
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表 3 焦平面性能参数
Table 3. Performance parameters of FPA
Specification Performance Array Size 640×512 Pixel pitch 15 μm Cut−off wavelength 1.7 μm Charge capacity 35.9 ke- Noise 27 e- Responsivity mean 2.58×$ {10}^{7} $ V/W Peak detectivity mean 2.62×$ {10}^{13} $ cm·Hz1/2/W Uniformity 1.58%
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图(28) / 表(3)
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